本文摘要：1章节 目前家用电器的功率前级多使用二极管全桥整流方式，这不会导致电网谐波污染，功率因数上升，力阻分量主要为古志谐波，其中三次谐波幅度大约为基波幅度的95％，五次谐波幅度大约为基波幅度的70％．七次谐波幅度大约为基波幅度的45％。古志谐波不会对电网造成危害，用于电设备的输出末端功率因数上升，而且产生很强的电磁干扰(EMI)，对电网和其他用电设备的安全性运营导致潜在危害。

1章节　　目前家用电器的功率前级多使用二极管全桥整流方式，这不会导致电网谐波污染，功率因数上升，力阻分量主要为古志谐波，其中三次谐波幅度大约为基波幅度的95％，五次谐波幅度大约为基波幅度的70％．七次谐波幅度大约为基波幅度的45％。古志谐波不会对电网造成危害，用于电设备的输出末端功率因数上升，而且产生很强的电磁干扰(EMI)，对电网和其他用电设备的安全性运营导致潜在危害。　　有源功率因数校正电路(ActivePowerFactorCorrector，APFC)可将电源的输出电流转换为与输出市电同振幅的正弦波，从而提升电器设备的功率因数，增加对电网的谐波污染。

理论上，升压式(Buck)、降压式(Boost)、升／升压式(Boost-Buck)以及反激式(Flyback)等变换器流形都可作为APFC的主电路。其中，BoostAPFC是非常简单电流型掌控，功率因数值高，总谐波杂讯小，效率高，但输入电压低于输出电压，限于于75～2000W功率电源，应用于普遍。

因为降压式APFC的电感电流倒数，储能电感可作为滤波器诱导射频阻碍(RFI)和EMI噪声，并避免电网对主电路的高频瞬态冲击．电路有降压斩波电路，输入电压小于输出电压峰值，电源容许的输出电压范围不断扩大，一般来说平均90～270V，提升电源的适应性，且降压式APFC掌控非常简单，限于的功率范围长。因此，这里明确提出了一种基于Boost电路流形，以TDA16888为掌控核心的2kW有源功率因数校正电路，该电路可将功率因数提升到O．99以上。

　　2BoostAPFC电路原理　　常用于构建BoostAPFC的掌控方法有以下3种：　　(1)电流峰值掌控电源频率相同，工作在电流倒数模式(CCM)下，使用Boost电路结构，通过检测开关电流掌控。该方法电感电流的峰值(掌控的基准)对噪声脆弱，更容易产生掌控误差。　　(2)电流滞环控制电源频率星型，工作在CCM下，使用Boost电路结构，通过检测电感电流掌控。

该方法的阻抗大小对电源频率的影响较小，由于电源频率的变化幅度大，设计输入滤波器时，需按低于电源频率考虑到，故无法获得体积和重量大于的设计。　　(3)平均值电流掌控电源频率相同，工作模式给定，通过检测电感电流掌控，必须缩放电流误差信号。这种方法的工频电流的峰值是高频电流的平均值，高频电流的峰值比工频电流的峰值更高，总谐波畸变(THD)较小，对噪声不脆弱，电感电流峰值与平均值之间的误差小，可工作于CCM和DCM模式下，适合于任何流形。　　综合考虑到，本设计使用电压电流双闭环的平均值电流掌控模式，图1为其原理图。

　　图1中，检测到电感电流iL，则获得信号iLR1，将该信号送到电流误差放大器CA中，电流基准值由乘法器输入z，乘法器有两个输出，一个为x，是输入电压Vo/H与基准电压Vref之间的误差信号；另一个输出y，为电压DC的检测值VDC/K，VDC为输出正弦电压的全波整流值。　　平均值电流法的电流的环调节输出电流平均值，使其与输出整流电压同振幅，相似正弦波形。

输出电流信号被必要检测，与基准电流较为后．其高频分量的变化通过电流误差放大器，被平均化处置。缩放后的平均值电流误差与锯齿波斜坡较为后，给电源Tr驱动信号，并要求其频率，从而很快而准确地校正电流误差。由于电流的环具备较高的增益一比特率(gain-banelwidth)，使追踪误差产生的畸变大于1％，更容易构建相似于1的功率因数。

校正后的输出电压Vi、电流ii的波形如图2右图。　　3APFC电路设计　　这里使用Siemens公司的PFC掌控器件TDA16888设计APFC电路。设计的主要指标参数有：交流输出电压为90～220V；直流输入电压为380V；输出功率低于2kW；功率因数小于0．99；变换器效率低于90％。

BoostAPFC电路原理图如图3右图。　　主电路使用Boost电路结构，主要由电感L2，二极管VD1、VD2，电源管VQ1，输入主线滤波电容C14构成。输出电路由滤波电感L1、滤波电容C1、整流桥B1、压敏电阻R4、热敏电阻R1构成。L11和C3包含滤波网络。

控制电路由TDA16888及其外部元件构成，外围电路还包括电流检测电路(由R9构成)，输出电压采样电路(由R6、R7构成)，输入电压对系统电路(由R17、R18、R19和R20构成)，对系统电路为PI控制器，电压环PI控制器由C9、C10、R24构成，电流环PI控制器由C6、C7、R22构成。控制器工作频率由电阻R26要求，R26值越大，则其工作频率就越小，R26给定51k，工作频率为100kHz。

　　根据功率拒绝，功率电路的功率器件自由选择如下：Boost电感L2给定470H；电源管VQ1为IRFP460，其主要参数为：溢-源近于大于穿透电压500V，溢-源极的仅次于导通电阻为O．27，仅次于导通电流20A；整流二极管VD1挑选肖特基二极管STFA806，其主要参数为：偏移工作电压600V，相反平均值工作电流8A。输入电容C14给定2200F／450V。　　4试验结果　　在阻抗为2kW时PFC电路的工作波形如图4～图5右图。

图4为交流输出端电压、电流波形及电流谐波分析，图中交流输出端电压波形地下通道为4、电流波形地下通道为3，电流的谐波分析结果为D。由图4可显现出，重新加入PFC电路后，交流输出电流波形由较宽脉冲变成正弦波，与输出电压同互为，Boost变换器近似于为显电阻，输出电流总谐波量为4．5％。图5为电源驱动波形与电路的输出电流波形。

示波器地下通道1为电源管的驱动波形．地下通道2为输出电流波形，由图5可见，输出电流经有源功率因数校正器的校正后，波形完全超过标准的正弦波，用于单相功率表(DB3-PF01)测得功率因数多达0．99，超过设计拒绝。在输出电压的整个范围内及阻抗变化的情况下也获得类似于结果。　　5结论　　通过试验显现出，使用电压电流双闭环的平均值电流掌控模式原理需要构建电器设备的功率因数校正。在某变频空调控制系统减少该功率因数校正电路后，系统的功率因数明显提高，在维持原输出功率恒定的情况下，主电路的滤波电容由原本的3000F上升为2200F，功率模块额定电流上升大约70％，从而提升了元件的利用率。

同时，系统的EMC指标也获得提高，超过GB4343-1995和GB17625.1-1998所规定的标准。该设计原理也限于于其他同类型APFC掌控器件的电路构建，具备普遍的工程参考价值。

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